Les antennes raccourcies (ON5HQ)

Les premières transmissions de « télégraphie sans fil », comme on disait alors, furent réalisées à l’aide
d’antennes raccourcies.
A l’époque des longueurs d’ondes kilométriques, l’intérêt que pouvait présenter l’accord de l’antenne n’était
pas passé inaperçu. Toutefois, le mode de vibration d’un conducteur nécessitant la moins grande longueur de ce
dernier, pour une fréquence donnée, était celui de la vibration en quart d’onde; mais le quart de la longueur d’onde
utilisée représentait une dimension prohibitive dans la plupart des cas! C’est pourquoi l’on chercha les moyens
capables de procurer une sorte d’allongement fictif du système rayonnant.
L’antenne à vibration en quart d’onde, dite aussi antenne Marconi (fig. 1), est bien connue. Elle se compose
d’un conducteur vertical A T, relié à la terre à sa base T. La distribution de l’intensité H.F. comprend un nœud
d’intensité au sommet A et un ventre au niveau de la prise de terre T. Inversement, la répartition des tensions H.F. y
montre un point nul (un nœud de vibration) en T, et un maximum (soit un ventre E) au sommet A.
Fig.1 – L’antenne quart d’onde avec les
répartitions classiques de l’intensité et
de la tension.
Fig.2 – Une capacité terminale
augmente la hauteur de l’antenne quart
d’onde.
Fig.3 – une bobine d’antenne C permet
d’accorder une antenne de dimension
insuffisantes devant la longueur d’onde
utilisée.
Si l’on connecte des « prolongements conducteurs » au point A, sous forme d’un fil horizontal (antenne en L,
en T) ou d’une nappe de fils (fig. 2), l’intensité n’est plus nulle en A et si l’on extrapole sa courbe jusqu’au nœud
d’intensité fictif, on voit que le système de « capacité terminale » ajouté au sommet A· de l’antenne, a procuré les
mêmes effets que si le fil primitif avait subi une extension verticale jusqu’en A’. Ce moyen d’augmenter
artificiellement la hauteur efficace d’une antenne est toujours demeuré classique.
Une autre méthode « d’apport de longueur manquante », pour la mise en résonance de l’antenne (mais
n’assurant aucun accroissement fictif de hauteur), fut celui de la bobine d’antenne. Le couplage de l’émetteur étant
assuré en B (fig. 3), la « bobine d’antenne» C, sur laquelle on pouvait prendre un nombre de tours convenable,
autorisait un « allongement » artificiel de l’antenne.
Cependant, l’usage d’ondes de plus en plus courtes, à l’égard desquelles les antennes courantes se trouvaient
« à bonne mesure », fit quelque peu tomber dans l’oubli ces deux derniers procédés, mais il n’en reste pas moins vrai
que tous deux ont gardé leur pleine valeur technique.
Le problème est souvent celui de l’amateur émetteur désireux de trafiquer sur la bande 3,5 MHz, par
exemple, sans disposer des 40 mètres nécessaires pour tendre un brin accordé demi-onde … Nous traiterons plus loin
cette éventualité.
Du circuit oscillant à l’antenne accordée
Prenons un classique circuit accordé en parallèle (fig. 4 a), dont le condensateur ne possède que deux lames
séparées par un espace d’air. Ecartons ces deux armatures. La fréquence de résonance de l’ensemble va croître.
Augmentons cet écartement jusqu’au moment où l’ensemble prend la disposition rectiligne de la figure 4 c. Nous
avons cette fois une antenne du type demi-onde, chargée en son milieu par une inductance L et possédant, en ses
extrémités, deux « capacités terminales» C et C’. De ce fait, la répartition .de l’intensité au long de cette antenne
prend l’allure indiquée par la courbe en pointillé, ‘comme si le conducteur mesurait une longueur A’ B’. La fréquence
de résonance demi-onde en devient notablement plus basse que celle d’une antenne λ/2, dont la longuer A B serait
égale à CC’. Bien entendu, des éléments représentés par la figure 4 c, on a la faculté d’ôter; soit la bobine L, soit les
deux capacités terminales C et C’, ou bien encore le tout à la fois, chacune dé ces suppressions. entraînant un effet
de raccourcissement.

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Inversement, en partant de l’antenne λ/2 de la figure 4 d, il est
permis de songer à l’apport d’éléments inductifs et capacitifs en vue de
raccourcir un aérien trop encombrant. Cependant, il est alors bon de
savoir quels sont les effets pratiques de ces adjonctions, ce que l’on peut
en attendre, ce qu’il est impossible de leur demander, et dans quelle
mesure elles sont acceptables. Supposons, en effet, que nous cherchions
à raccourcir. l’antenne λ/2, A B de la figure 5, grâce à l’emploi de
capacités terminales. On peut imaginer, dans un cas extrême, les dites «
capacités terminales » formées par les fils GH et JK, connectés aux deux
bouts d’une antenne réduite à la longueur G J ; mais on voit que cette
disposition transformerait l’antenne en une ligne bifilaire, dont le
parallélisme des conducteurs empêcherait le rayonnement. Il existe donc
une limite raisonnable au-dessous de laquelle on ne peut raccourcir
l’aérien, par exemple celle qui correspondrait au tracé D C M E F.
Remarquons aussi que dans ce cas de l’antenne repliée sous
forme de deux fils parallèles, l’impédance au milieu du système tombe à
une valeur faible. La ligne ne rayonnant plus, l’explication de cette baisse
se trouve dans la disparition du terme « résistance de rayonnement ».
Nous verrons par la suite que l’usage des bobines auxiliaires
présente des frontières impossibles à transgresser
Ce que l’on peut attendre des capacités terminales
Signalons que les dispositifs établissant des capacités terminales
aux extrémités de l’antenne risquent toujours d’alourdir ces dernières, fait
susceptible de se montrer gênant lorsque l’aérien est du genre rotatif,
avec des éléments uniquement maintenus en leur milieu. Ce point ne
devra pas se trouver perdu de vue.
Fig. 6 – Effet produit par diverses surfaces
terminales sur la fréquence de résonance
d’un dipôle 2×3,5 m
Fig. 7 – variation de la fréquence de
résonance d’un dipôle 2×3,5 m quand on
déplace, le long de ses deux moitiés, deux
surfaces conductrices de 180 cm2
Fig. 8 – Effet de surfaces terminales sur un
dipôle de 2×10 m.
Fig. 9 – Cette courbe montre le
raccourcissement possible d’une antenne
résonnant sur 21 Mhz, en fonction des
surfaces terminales fixées à ses extrémités.
Fig. 10 –Effet de surfaces terminales sur un
dipôle de 2×5 m.
Fig. 11 – Effet de surfaces terminales sur un
diôple de 2×2,5 m.
Fig. 4 En «déployan»t un circuit accordé
(en parallèle), on arrive à la forme d’une
antenne demis onde.
Fig. 5 Les « surfaces terminales ne doivent
pas êtres étendues au point de transformer
l’antenne en une ligne ou un condensateur,
lesquels me rayonnent plus.

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Les figures 6 à 11 montrent le résultat d’essais et mesures ont été effectuées sur différentes antennes.
Considérons tout d’abord la bande 21 MHz. Les essais furent réalisés sur une antenne dipôle de 7 mètres de long.
Au point d’alimentation (centre) fut intercalé un impédancemètre d’antenne, alimenté en H.F. par la sonde d’un
oscillateur «grid dip (ou bien entendu un analyseur d’antenne)
En fixant aux extrémités de l’antenne des plaques métalliques de surface croissante, il fut relevé la courbe de
la figure 6, représentant l’abaissement de la fréquence de résonance en fonction de l’augmentation des « surfaces
terminales ». Cette courbe présente un maximum de pente en son début, de sorte qu’à partir d’un certain point,
l’accroissement des « surfaces terminales » perd beaucoup de son intérêt (tout en introduisant des problèmes
mécaniques gênants).
Ces surfaces furent également déplacées au long de chaque moitié d’antenne (tout en maintenant leur
symétrie, cela va de soi), et la courbe de la figure 7 fut obtenue, ne laissant aucun doute sur le fait que les capacités
terminales méritent bien leur nom, puisque c’est lorsqu’elles sont connectées aux extrémités de l’antenne que leur
effet est le plus important.
Au passage, mentionnons l’essai de capacités terminales sur une antenne de deux fois 10 mètres. La courbe
de la figure 8 résume les résultats des mesures et il en ressort que l’effet des dites capacités s’y révèle beaucoup
moins brutal que pour l’antenne travaillant sur 21 MHz.
La courbe de la figure 9, définit, pour une fréquence constante de 21 MHz, le raccourcissement de la
longueur totale de l’antenne, selon les surfaces conductrices connectées à ses extrémités.
Il faut préciser qu’il n’est pas indispensable que cette « surface terminale » soit une surface plane. De même
qu’à l’égard des ondes courtes, de simples grillages se montrent de parfaits réflecteurs, il est possible d’ajourer
(même assez largement) ces surfaces. On leur a parfois donné une forme « en roue de bicyclette », c’est-à-dire en les
limitant à quelques conducteurs disposés selon les rayons d’un cercle.
Les figures 10 et 11 précisent respectivement l’action des capacités terminales sur des antennes de 2 x 5 m et
2 x 2,50 m. D’autre part, à titre documentaire, ce dernier aérien vibrant seul sur 29,4 MHz, soit une longueur d’onde
de 10,20 m, nous déduisons de la figure 11 que deux « surfaces terminales » de 200 cm2 portent la fréquence à 23,6
MHz, soit une longueur .d’onde de 12,70 m. L’accroissement de longueur d’onde de 12,70 – 10,20 = 2,50 m
correspond à 1,25 m pour la demi-onde, c’est-à-dire, en tenant compte du coefficient de correction (de l’ordre de – 5
% ) , à 1,18 m de fil; autrement dit, ces surfaces terminales de 200 cm2 auront représenté 0,59 m de conducteur, à
chaque moitié de l’antenne.
Cet exemple montre que deux surfaces terminales de dimensions fort acceptables sont susceptibles
d’intervenir dans une proportion de 20 à 25 % sur le raccourcissement de l’antenne.
L’examen comparatif des figures 6, 8, 10 et 11 confirmera que l’action des capacités terminales prend une
importance d’autant plus grande que l’antenne demi-onde est prévue pour une fréquence plus élevée.
Avant de clore ce paragraphe, voyons encore l’un de ses corollaires d’ordre pratique : comment doit-on
arrêter le fil dans les isolateurs terminaux d’une antenne accordée ?
Bien entendu, la solidité de l’attache est chose primordiale; il n’existe pas d’autre moyen que de passer le fil
dans le trou de l’isolateur, de le ramener en arrière et de faire quelques tours de son extrémité libre autour du fil
arrivant au dit isolateur (fig. 12). Tant que le fil est neuf, un bon contact existe en C et la torsade, ainsi que la
boucle, forment une sorte de petite surface terminale contribuant au classique «effet de bouts » de l’antenne, dont on
tient compte notamment par la non moins classique réduction d’environ 5 % de la longueur du fil par rapport à la
demi-longueur d’onde.
Toutefois, l’oxydation du fil risque, au cours du temps,
de rendre le contact précaire en C, la boucle tendant à se
retrouver incorporée dans la longueur du fil, comme si celui-ci
était isolé. Sans doute cette modification est-elle petite, mais
elle peut ne pas se montrer négligeable lorsque l’antenne est
courte. On prendra donc toujours le soin de faire une soudure
au point C, sur le fil neuf.
Ce que l’on peut attendre des inductances
Nous avons vu que les capacités ou surfaces terminales offraient un maximum d’efficacité quand elles se
trouvaient placées aux extrémités de l’antenne.
Inversement, la place de choix pour l’inductance se situe au ventre d’intensité.
Certains réalisateurs ont parfois décrit des aériens munis de bobines, celles-ci étant placées, soit aux deux
bouts d’un dipôle, soit à l’extrémité libre d’une antenne verticale λ/4. Il s’agissait, sans nul doute, d’empirisme, ces
accessoires n’intervenant, surtout en ces points, que par leur apport de capacité terminale.
Fig. 12 – Il est sage de souder tous les arrêts de fils
d’antenne car l’oxydation peut faire disparaître
progressivement le contact en C

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Afin de dégager quelques enseignements pratiques de l’insertion d’éléments inductifs dans une antenne, nous
avons repris notre impédancemètre associé à la sonde de « grid dip ». Tout d’abord, branchant aux bornes Zx du
premier deux fils de 2,50 m, nous avons, après que la classique vibration en λ/2 des fils rectilignes eût été retrouvée,
enroulé les conducteurs sous la forme d’une hélice (ou, si l’on préfère, d’un boudin) de 35 mm de diamètre.
Le montage étant celui de la figure 13, les deux
boudins (maintenus à égalité, cela va de soi), furent plus ou
moins étendus. Cela nous permit de relever la courbe de la
figure 14 et cette dernière révèle qu’un fil enroulé en une hélice
régulière, résonne selon un compromis entre sa longueur
véritable et la longueur occupée par l’hélice. On voit
notamment que si le doublet rectiligne 2 x 2,50 m vibre bien
(en λ2) sur une onde proche de 10 mètres, le même fil disposé
en deux hélices .d’un mètre d’extension, ne vibre pas (en λ./2)
sur une onde de 4 mètres, ainsi que le ferait un doublet
rectiligne 2 x 1 m, mais sur 37 MHz, soit une longueur d’onde
de 8,10 m, intermédiaire entre 4 et 10 mètres!
La figure 14, indique les valeurs d’impédance au milieu
du système, notées au cours des essais. L’abaissement de
l’impédance provient, c’est évident, de la perte progressive des
propriétés rayonnantes de l’antenne (autrement dit de la
diminution de la résistance de rayonnement) à mesure que l’on
« comprime » l’hélice.
En dehors de la disposition du conducteur en hélice
régulière d’un bout à l’autre du doublet, il existe l’insertion de
bobines au milieu d’un dipôle rectiligne. Ce procédé présente
une certaine efficacité, mais il présente aussi un gros risque,
dont nos lecteurs vont juger.
Partant des deux fils rectilignes de 2,50 m (fréquence
de résonance 29,4 MHz, en λ/2), nous y avons formé une spire
(diamètre 35 mm), de part et d’autre de la coupure médiane
(toujours reliée aux bornes Zx de l’impédancemètre). La
fréquence de résonance est passée à 26,5 MHz. Avec 2, puis 3
spires, elle descendait successivement à 25, puis 24 MHz,
l’impédance se tenant alors Vers 65 Ω.
Avec deux fois 5 spires jointives (le fil étant isolé), un
fait singulier survenait : la fréquence de résonance s’élevait
brusquement à 41 MHz et l’impédance devenait supérieure à
500 Ω. Avec deux fois 10 spires, on avait 32 MHz et plus de
1000 Ω ! Que fallait-il en déduire ? Très simplement qu’à partir
d’une certaine valeur d’inductance, la bobine prend le pas sur
l’élément rectiligne; c’est alors sa fréquence de résonance que
l’on mesure, en même temps que l’impédance de la sorte de «
bouchon » qu’elle forme.
On comprend donc avec quelle prudence il faudra faire
usage du procédé d’insertion de bobines au milieu d’une
antenne doublet, ou à la base d’une antenne quart d’onde, et de
combien de contrôles il sera sage d’entourer l’opération.
Dans un même ordre d’idées, il est permis de remplacer
chacune des bobines par un pliage en « épingle à cheveux », de
part et d’autre du milieu de l’antenne (fig. 16). On ne peut
parler de lignes, car il n’y existe aucune répartition symétrique d’ondes stationnaires et des phénomènes complexes
s’introduisent par suite de la capacité entre les fils se faisant vis-à-vis. D’autre part, si l’on pousse ce repliage de
chaque moitié d’antenne jusqu’au cas limite de la figure 17 (sans utilité pratique, puisque le rayonnement serait
annulé), on peut admettre que chacune des dites moitiés prendrait l’aspect d’une ligne quart d’onde. Partant du dipôle
rectiligne de 2 x 2,50 mètres vibrant en λ/2 sur une onde de l’ordre de 10 mètres, on arriverait ainsi à deux lignes λ/4
de 1,25 m de long, vibrant sur une onde voisine de 5 m … soit sur une fréquence double de la précédente (toutes
réserves faites à l’égard des perturbations que peut provoquer le branchement de l’impédancemètre aux points de
haute impédance apparaissant en Zx)
Fig. 13 – Essais sur un dipôle 2 x 2,5 m, dont les deux
moitiés sont enroulées en hélice. L’impédancemètre et
l’oscillateur grid dip » fournissent les mesures de la
fréquence de résonance et de l’impédance au milieu du
système.
Fig. 14 – Les deux fils rectilignes de 2,5 m d’un dipôle
sont enroulés en une hélice (diamètre 35 mm) que l’on
comprime progressivement. Cette courbe montre
l’élévation de la fréquence de résonance, e, fonction de
la longueur occupée par chacun des deux boudins.
Fig. 15 – Un dipôle peut encore être raccourci grêce à
l’intercection de bobines auprès de sa coupure
médaine.

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Fig. 16 – les bobines sont susceptibles
d’êtres remplacées par des «épingles à
cheveux»
Fig. 17 – Sans toutefois en venir au cas
de deux lignes λ/4 !!
Fig. 18 – Si on manque de place,
l’antenne Lévy raccourcie apportera la
meilleur des solutions au trafic sur le
bande des 3,5 MHz, ainsi qu’on le verra
dans le texte.
Cela explique, en outre, pourquoi la mesure de l’impédance en Zx est susceptible de donner, en pareil cas,
une valeur fort élevée.
L’efficacité d’une self dépend de sa position par rapport au régime d’ondes stationnaires sur le fil, elle est
maximale au ventre d’intensité. On serait tenté de placer la bobine au milieux du dipôle ou à la base d’une verticale
ou d’un long fil, et cela se fait couramment. Malheureusement, l’intensité du courant HF chute considérablement
après qu’il ait traversé une bobine et un compromis peut être trouvé, en insérant chaque bobine environ au milieu de
son demis-brin rayonnant, sans perdre de vue, néanmoins, que pour obtenir un allongement égal, son inductance
devra, à cet emplacement, être plus grande qu’elle ne le serait si elle était près du centre du dipôle.
Mais il n’empêche que ce procédé demeure d’une application pratique beaucoup plus délicate et plus
rapidement limitée que celui de la capacité terminale; il ne devra jamais être mis en oeuvre sans que l’on dispose des
moyens de contrôle nécessaires (impédancemètre d’antenne et « grid-dip » comme source de H.F.), ni sans que l’on
pratique des vérifications et mesures bien ordonnées.
On choisi le bobinage qui a le maximum d’inductance pour une longueur de fil minimale : la self « carrée »,
définie par des dimensions voisines pour son diamètre et sa longueur. Pour éviter toute possibilité de résonnance, à
la manière du circuit bouchon d’une trappe, on réduit la capacité répartie en ne bobinant pas en spires jointives.
Le tableau ci-dessous donne, en fonction de L, longueur réelle du dipôle – en mètres, la valeur Y – en mm,
commune au diamètre et à la longueur de chaque bobine.
L (en m) 10 12 14 16 18 20 22 24 26
Y (en mm) 153 143 134 128 123 115 110 103 97
Ces données conduisent à une résonance voisine de celle d’une demi-onde naturelle, sur la bande des 80 m.
mais l’impédance, au centre du doublet raccourci est toujours inférieure à celle du doublet naturel.
Le cas de la bande 3,5 MHz
L’émission sur la bande 3,5 MHz pose souvent un problème, car il n’est pas fréquent de disposer d’un espace
suffisant pour tendre un brin rayonnant demi-onde de 40 m de long.
L’excitation en Marconi d’une antenne quelconque, c’est-à-dire en vibration quart d’onde, fait intervenir une
prise de terre dans le trajet des courants H.F. Il en résulte, dans la majeure partie des cas, des « échappées » de H.F.
empruntant les voies les plus diverses pour provoquer des brouillages chez les auditeurs de radiodiffusion et
téléspectateurs voisins, d’autant plus que l’antenne rayonne alors depuis sa sortie de l’émetteur, gaspillant toute
l’énergie H.F. la quittant dans sa partie basse, non dégagée et, de plus, une puissance est perdue dans la résistance de
prise de terre, obligatoire pour ce genre d’antenne.
En dehors de cette formule d’antenne Marconi, simple en apparence, mais peu intéressante dans le fond, il
reste uniquement celle de l’antenne Lévy raccourcie, celle-ci n’offrant que des avantages.
Le rendement de l’antenne Lévy raccourcie ne commençant à baisser que lorsque la longueur de la partie
rayonnante devient inférieure au quart de la longueur d’onde, il faudra pouvoir installer au moins un fil de 20
mètres, coupé en son milieu (fig. 18).
Si l’espace disponible impose un raccourcissement draconien, il est possible d’associer selfs d’allongement
et capacités terminales, surtout lorsque l’espace disponible est très restreint, et l’alimentation de toute antenne
symétrique peut se faire suivant le mode « lévy », ce qui permet de ne pas trop s’occuper de la fréquence de
résonance naturelle de l’antenne.
Un exemple est donné fig. 19, ou les capacités terminales sont obtenues par deux fils obliques de même
longueur et perpendiculaire au brin rayonnant.

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Les inductances ne sont pas critiques,
il importe seulement que les bobines soient
semblables, et insérées à la même distance des
isolateurs terminaux.
Dans le cas d’une installation
extérieure, il est bien évidant que les bobines
doivent êtres protégées des intempéries en les
installant dans un tube protecteur.
Alimentée par une ligne à bifilaire, son
accord se fera à la base par un circuit d’accord
parallèle ou série à l’aide d’un coupleur pour
antenne Lévy (figure 20)
Fig. 20 – Plusieurs modes de couplage de cette antenne à l’émetteur
sont à choisir selon l’impédance au point d’alimentation (ne sont
représentés ici que le principe des circuits d’accord d’antenne d’un
coupleur utilisant le principe du Mac Coy).
Le couplage de l’antenne lévy est abordé sur les sites :
http://bts.uba.be
http://users.skynet.be/on5hq
A propos de fils parallèles
Au passage, nous remarquerons toute la différence qui existe entre les feeders parallèles d’une antenne Lévy
(fig. 18) et les « épingles à cheveux» que nous figurions en 16 et 17. En effet, dans le premier cas, les ondes
stationnaires présentent toujours une répartition symétrique de leurs ventres et noeuds, en opposition de phase, sur
les fils parallèles. Si cette ligne accordée est aussi une sorte d’« épingle à cheveux », il y existe un équilibre annulant
son rayonnement, et si on l’allonge, on y trouvera de nouveaux ventres et noeuds d’intensité sans que ceux-ci cessent
d’être symétriques.
Par contre, sur les « épingles à cheveux » de la figure 16, aucune symétrie dans la distribution des ondes
stationnaires ne se produit sur les deux fils. Il s’agit donc d’un allongement de conducteur, sans plus, et nous avons
vu ce que devient le comportement de 1’« épingle à cheveux » dans le cas de la figure 17 !
Dans l’antenne Lévy, les feeders sont, en somme, une « épingle à cheveux » unique, donc toujours
symétrique et capable de compléter la longueur qui manque à la partie rayonnante, sans que l’on ait à se soucier de
ce qui peut exister en B et E, en matière de répartition d’ondes stationnaires.
Ultimes réflexions et conclusion
Il est permis de se demander jusqu’à quel point il est possible de raccourcir une antenne sans que le
rendement de celle-ci s’en ressente de manière appréciable. En général, les qualités rayonnantes d’une antenne ont
moins tendance à baisser lorsque l’on obtient le raccourcissement à l’aide de capacités terminales que si l’on use
d’inductances placées au milieu d’un dipôle ou à la base d’une antenne λ/4.
Une antenne Lévy raccourcie de moitié par rapport à la demi-onde (par exemple, de 2 x 5 m de partie
rayonnante, pour travailler sur 7 MHz), ne place pas son possesseur en état d’infériorité, même dans le trafic DX.
Dans un autre ordre d’idées, il y a des cas où l’antenne Lévy, raccourcie par rapport au doublet, est l’unique
ressource en raison des restrictions de l’espace disponible. Or, cette unique ressource est loin d’être un pis-aller étant
donné que ce type d’antenne demeure toujours accordable depuis son couplage à l’émetteur, ce qui peut fort bien lui
conférer, même dans cette forme raccourcie, un rayonnement supérieur à celui de quelque autre antenne «taillée
pour la bande» mais sans retouche d’accord accessible.
Cependant, l’établissement d’une antenne raccourcie, simple ou à plusieurs éléments, ne doit pas être
uniquement fondé sur des calculs, les bases de ceux-ci se montrant souvent imprécises. Les mesures sont
indispensables car, seules, elles donneront des résultats vrais. Pour les conduire à bien, il suffit d’un
,impédancemètre d’antenne et d’un oscillateur «grid dip » (ou d’un analyseur d’antenne) .
N.B.Cet article est inspiré de celui de F3LG paru dans la revue « Toute la radio » de décembre 1959 , ain